新汽车音响供电电源DC-DC变换器电路

国内市场上，尽管汽车音响节目源有所扩展，从单一的收音，磁带两用机发展到加入单碟或自动换片的多碟CD机，但对小汽车音响功放来说却基本变化不大，仍为以收音机，磁带机和CD机组成的一体化音响。此类一体化音响，无论生产商标出2*35W还是200W+200W，其实仍为早期的双声道功放，其每声道真正输出有效功率不会大于20W，普通产品不会超过2*6W。最近，国内电子报刊纷纷刊出汽车音响升级的报道，表明有车一族对此并不满足，于是很想了解国外最新汽车音响动向。为此，籍此文向有车一族中的音响发烧友介绍。目前国外汽车音响现状有以下特点。
  DC变换器重出江湖
  之所以说DC变换器“重出江湖”，是因为上世纪40年代的电子管收音机时代，为了向汽车中的电子管收音机提供高电压供电，曾广泛采用一种“振动子”变流器，这种变流器的原理是利用机械触点组成双向开关，将12V直流电变换为双向方波，然后通过变压器资脉冲波电压升高，再整流，滤波成为高压直流电，其电路基本原理与现有的晶体管直流变换器是相同的，区别是由机械开关换向，其脉冲频率只是在1KHZ以下，而且频率也较低。这种机械式振动子变换器一直延用到半导体器件相当成熟，即电子管收音机改为晶体管后，才从汽车音响中消失。
  由于小汽车音响受到12V供电的制约，无论输出功率还是音场效果都难以进一步提高。在此情况下，从上世纪末，欧洲生产的汽车音响中开始采用DC-DC变换器，将12V蓄电池供电变换为±24V-±50V，向汽车音响提供电源。目前，DC-DC变换器与机械变流器相比，已今非昔比，其开关频率可达100KHZ以上，效率接近90%。
  汽车音响供电电源中采用DC-DC变换器，而不采用升压式开关电源，是经过缜密考虑的。现代的晶体管放大器部分仍为AB类放大，其工作电流随信号的波动成正比变化，所以功放实际上构成变动范围极大负载。为了避免功放输出信号产生削顶失真，要求供电电源有足够的能量储备，当信号峰值瞬间能立即提供较大的电流（一般PMOP即为对功放瞬间峰值功率的标称）。显然，也包括了电源瞬间输出电流的能力。
  开关电源无论采取PWM还是PCM，其能量输出是由脉冲变压器电磁转换形成的，开关管导通时，向脉冲变压器存储磁能，开关管截止时，磁能转换成电能，向负载提供电压。 即使负载电流瞬间增大使输出电压下降,稳压控制系统也只能控制开关管在下一个导通周期延长导通时间，待开关管载止后，输出电压上升，以图补偿负载电流增大的影响。但是，音乐的波动是千变万化的，有时大幅度的冲出信号只是瞬间的事，若信号冲击到来时，开关电源不能及时提供大电流，输出电压必然形成随大信号下降的波形，使信号上冲受限，产生波形失真，等冲击信号过后，PWM电路才输出信号上升，开关电源再降低其输出电压，以使其输出电压稳定。可惜，这一切为时已晚，在此过程中输出信号难免失真，同时也增大了电源纹波脉冲，使放大器的噪声增大。
  直流变换器则不同，变换器的开关管始终以设定的脉宽工作，只要开关管有足够的开关电流，它能随时提供其额定功率以内的电压。从此点来说，直流变换器和变压器整流电源没有区别，而且直流变换器的内阻更低，对瞬间大电流的适应性更强。实际上变换器是不用稳压系统的开关电路，任何开关电源除去脉冲调制，取样误差放大部分实质即为直流变换器。
  根据上述原理，上世纪末，欧洲开始在轿车音响上配置直流变换器，与汽车功放配套。1980年，德国生产的Monacor HPB150汽车功放，配备了12V与±25V直流变换器，输出最大电流可达10到15A，使功放有效输出功率可达2X40W，或BTL接法，使输出功率为150W。另一名为“Jensen”的汽车功放所配用的变换器，则可将12V电压变换成双电源±30V/15A的输出可以向四声道的放大器供电，输出4*60W的有效功率其中“Monacor HPB150为最早的产品，其功放变换器采用分立元件组装成自激推挽式变换器，共采用13只三极管，电路较复杂，装调也不方便。此外，由于自激式振荡电路其工作频率随负载电流变化，脉冲干扰抑制也比较困难。
  Jensen功率变换器，则采用传统开关电源它激式驱动器驱动四只MOS FET开关管组成的并联推挽电路，其功放变换器电路如附图所示。该汽车功放中利用MOS FET管作为开关管，可以提高电源变压器的工作效率，有利于抑制脉冲干扰，同时还可以减小电源变压器的体积。变换器的振荡器和控制系统全部集成在IC（TL494）内部。TL494原设计为它激式开关电源驱动控制器，内部除含有振荡器，脉宽调制器以外，还有基准电压稳压电路，死区时间控制电路和两组比较器组成的误差检测电路。在该电路中，TL494第5，6脚外接时间常数电路（C3，R5），振荡器产生80kHZ的脉冲信号，经TL494内部双稳态触发器控制，变成两TL494内部两组驱动级，由第9，10脚输出时序不同的正向脉冲。为了避免在两路脉冲交替处推挽开关管VT3，VT5和VT2，VT4同时导通，TL494的第四脚外接R6，C2，R4设定死区时间 。一组驱动脉冲使推挽电路一臂导通后，相隔一死区时间，才发出另一组驱动脉冲，使另一臂导通（第四脚电压越高，死区时间越长）。TL494第1，2脚为两组取样放大器的同相和反相输入端，可控制内部比较器组成的脉宽调制器设定的占空比。在该变换器中，TL494各脚功能及应用如下：
  第1脚为第一组误差放大器的反相输入端。电路中以R2接地，使之为低电平。
  第2脚为第一组误差放大器的同相输入端。由R7接入5V基准电压。 另外，第2脚外接C4为软起动电容，开机瞬间C4充电使第2脚瞬间为低电平，误差放大器输出高电平，随着C4充电电压升高，第2脚电压升高，第3脚电压降低，使PWM比较器输出脉宽缓增大到额定脉宽，避免开机冲击电流损坏开关管。
  第3脚为误差放大器输出端，外接R3，C1为避免误差放大器振荡而设。
  第4脚为死区时间控制端，通过R6，R4从5V基准电压分压得到0.05V死区时间控制电压，使两组驱动脉冲之间有占脉宽5%的间隙。第4脚电平达到0.3V时，驱动脉冲被关断。
  第5，6脚为振荡频率控制端，外接R5，C3设定振荡器产生约80KHZ的振荡脉冲，徽调R5可使振荡频率为100KHZ。 第7脚为公共地端。