PWM斩波器式交流稳压电源的原理分析

PWM斩波器式交流稳压电源的原理分析 摘要：叙述了PWM斩波器式交流稳压电源的基本工作原理与方法。 关键词：PWM；斩波器；交流稳压电源 PrincipleAnalysisofaPWMChopperTypeACRegulatedPowerSupply LIU Feng?jun Abstract:The basic work principle and method of a PWM chopper type AC regulated power supply are described. Keywords:PWM;Chopper;ACregulator 1 引言 目前使用较多的是三相柱式电力稳压器，它虽然有很多优点，但由于使用了机械传动和碳刷进行调节，因而具有工作寿命短、可靠性差、动态响应时间长等缺点，正在被无触点补偿式稳压电源所取代。“补偿”具有“补足”和“抵消”两种意思。所谓补偿式稳压电源，就是用多个补偿变压器（一般是2～4个），将其次级串入主电路中，通过由双向晶闸管或固态继电器（由光耦、触发电路和双向晶闸管组成的电路模块）组成的“多全桥”转换电路，用切换多个补偿变压器初级头、尾的连接方式，来调节补偿电压的大小或正负进行有级补偿。当市电电压高于标称电压时进行负补偿；低于标称电压时进行正补偿。由于去掉了机械传动和碳刷，因而提高了寿命、可靠性和动态响应速度，使稳压电源的性能得到了很大的改进。但仍然还存在一些缺点：如只能有级调节、调节精度不高（取决于补偿变压器的最小电压，调节精度一般为2％～5％），所用补偿变压器个数较多，因而补偿变压器的“多全桥”转换电路用的开关数也多，电路相对复杂等。本文取其优点，避其缺点，提出了用PWM高频斩波器进行补偿的交流稳压电源，使交流稳压器的性能得到了进一步的提高。 2 用PWM高频斩波器的补偿式交流稳压电源 这种稳压电源是采用PWM高频斩波器产生的补偿电压uco对市电电压的波动（欠压或过压）进行补偿，其原理电路如图1所示。图中S1和S2为采用双向晶闸管或固态继电器的交流开关，用切换变压器Tr的两个初级绕组来控制补偿电压的方向，它的次级绕组串入主电路中，以对市电电压的波动进行补偿：当市电电压高于标称电压时S2导通，Tr按降压自耦变压器方式工作，输出反向电压来抵消市电电压高出的部分；当市电电压低于标称电压时S1导通，Tr按升压自耦变压器方式工作，输出正向电压来补足市电电压不足的部分。S3是PWM高频斩波器开关，用来调节补偿电压的大小，以实现无级精确补偿。由于S3工作在高频开关状态，因而采用了由两个IGBT反并联组成的，而且带有零电流开通，零电压关断缓冲电路的交流开关，以减少开关损耗，提高斩波效率。 由市电电压us与基准电压ur相减的差值ΔU（直流电压）控制PWM调制器，在载波三角波电压小于ΔU的部分产生S3的正向触发脉冲控制S3斩波。这样，在补偿变压器Tr的次级就可以产生出补偿电压uco。uco的大小等于us与ur有效值之差|Us－Ur|，uco的方向取决于Us－Ur等于正还是负来决定：当Us－Ur等于正值时S2导通，uco为负，当Us－Ur等于负值时S1导通，uco为正，以补偿市电电压达到标称值。图中LF、CF为交流滤波器，以滤掉补偿电压uco和市电电压us中的高次谐波。 图1 采用PWM高频斩波器的补偿式交流稳压源电路原理框图 斩波器开关S3采用的是等电位直流脉宽调制EPWM（Equipotential－PWM），EPWM触发脉冲的形成与交流正弦电压的PWM斩波波形如图2所示。 图2 EPWM调制与正弦PWM斩波波形 2.1 正弦斩波电压的谐波分析 正弦斩波电压的波形如图2所示，为了使波形具有半波奇对称，和1/4周期偶对称，以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐波，取载波比N=fc/fs=4k（式中fc为载波三角波频率，fs为市电工频频率），调制比M=Δt/TΔ=ΔU/Uc（式中Δt为触发脉冲宽度，TΔ=1/fc为载波三角波周期，ΔU为等电位直流调制电压，ΔU=|Us－Ur|，Uc为载波三角波电压幅值）。 载波三角波的方程式为： uc=(1) i=1,2,3… 当调制电平为ΔU时，求出触发脉冲起始点ti和终止点ti＋1的方程式为： ， （2） （3） 则脉冲宽度为： Δt=ti＋1－ti=(TΔ/Uc)ΔU （4） 式中TΔ=2π/N，则各触发脉冲的起始角和终止角的数值为： α1=TΔ/2－(TΔ/2)(ΔU/Uc)=π/N－M(π/N) =π(1－M)/N； α2=π(1＋M)/N； α3=π(3－M)/N； α4=π(3＋M)/N； …… 由图2可以看出：PWM正弦斩波波形是“镜对称”和“原点对称”，因此在它的傅里叶级数中将不包含恒定分量、余弦项和正弦项中的偶次谐波，只包含正弦项中的奇次谐波，故： f(ωt)=bnsinnωt，n为奇数（5） 式中：bn=f(ωt)sinnωtd(ωt) 对于基波，n=1，由于PWM正弦斩波波形是正弦的，即f(ωt)=Usmsinωt，所以： b1=(sin2xdx＋sin2xdx＋…） =sin2xdx =（M·）=MUsm (6) 对于谐波 bn=(sinxsinnxdx＋sinxsinnxdx＋…） 当n=KN±1，K=1,2,3…时： bKN±1=sinxsinnxdx =－sinKMπ (7) 当n≠KN±1时： bn≠KN±1=sinxsinnxdx=0 所以，当补偿变压器的变比为ξ时，PWM正弦斩波电压uch的傅里叶级数表示式为： uch=MUsmsinωt－sinKMπsin(KN±1)ωt (8) 补偿电压uco的方程式为： uco=ξMUsmsinωt－ξsinKMπsin(KN±1)ωt(9) 由式（8）中的谐波幅值sinKMπ可以算出，当fc=10kHz，N=200，M=0.1～0.9时，基波与各次谐波的幅值如表1所示。基波和各次谐波与调制比M的关系曲线如图3所示。可知，PWM正弦斩波电压的谐波频率与载波比N成正比，N越大谐波频率越高，所需的交流滤波器LFCF的参数越小，当N大到一定程度时，甚至只用Tr漏感及一个很小的电容CF就可以滤掉所有uco中的高次谐波。 表1 基波和各次谐波与调制比M的关系 [table]

谐波分量 [td]M值

0.1 [td]0.2 [td]0.3 [td]0.4 [td]0.5 [td]0.6 [td]0.7 [td]0.8 [td]0.9

b1/Usm [td]0.1 [td]0.2 [td]0.3 [td]0.4 [td]0.5 [td]0.6 [td]0.7 [td]0.8 [td]0.9

b199/Usm [td]－0.0984 [td]－0.1871 [td]－0.2575 [td]－0.3027 [td]－0.3183 [td]－0.3027 [td]－0.2575 [td]－0.1871 [td]－0.0984

b201/Usm [td]－0.0984 [td]－0.1871 [td]－0.2575 [td]－0.3027 [td]－0.3183 [td]－0.3027 [td]－0.2575 [td]－0.1871 [td]－0.0984

b399/Usm [td]－0.0935 [td]－0.1514 [td]－0.1514 [td]－0.0935 [td]0 [td]0.0935 [td]0.1514 [td]0.1514 [td]0.0935

b401/Usm [td]－0.0935 [td]－0.1514 [td]－0.1514 [td]－0.0935 [td]0 [td]0.0935 [td]0.1514 [td]0.1514 [td]0.0935

b599/Usm [td]－0.0858 [td]－0.1009 [td]－0.0328 [td]0.0624 [td]0.1061 [td]0.0624 [td]－0.0328 [td]－0.1009 [td]－0.0858

b601/Usm [td]－0.0858 [td]－0.1009 [td]－0.0328 [td]0.0624 [td]0.1061 [td]0.0624 [td]－0.0328 [td]－0.1009 [td]－0.0858

b799/Usm [td]－0.0757 [td]－0.0468 [td]0.0468 [td]0.0757 [td]0 [td]－0.0757 [td]－0.0468 [td]0.0468 [td]0.0757

b801/Usm [td]－0.0757 [td]－0.0468 [td]0.0468 [td]0.0757 [td]0 [td]－0.0757 [td]－0.0468 [td]0.0468 [td]0.0757[/tr][/tr][/tr][/tr][/tr][/tr]

[td][/td][td][/td][td][/td][td][/td][td][/td][td][/td][td][/td][td][/td]
  2.2  主电路与斩波开关的结构形式
      主电路与PWM正弦斩波器开关的结构形式如图4所示，其中图4（a）是用两个PWM正弦斩波器开关的主电路，当us>ur时S2导通，Tr按降压自耦变压器方式工作，输出电压－uco，以抵消市电电压中的高出部分；当us&lt;ur时S1导通，Tr按升压自耦变压器方式工作，输出电压＋uco，以补足市电电压中的不足部分。图4（b）是用两个PWM正弦斩波开关和两个双向晶闸管（或固态继电器）的主电路。这样，变压器Tr的次级只用一个绕组就可以了。当us>ur时开关S2和S3导通，Tr工作在降压自耦变压器状态，输出电压－uco，以抵消市电电压中的高出部分；当us<ur时开关S1和S4导通，Tr工作在升压自耦变压器状态，输出电压＋uco，以补足市电电压的不足部分。图4（c）是图1使用的主电路。图4（d）与图4（b）相同，只是采用了一个PWM正弦斩波开关和四个双向晶闸管。PWM正弦斩波器开关的结构型式有三种，如图4（e）所示。图4所示各种主电路及其PWM正弦斩波器开关各有特点，设计者可根据自身条件和需要选择使用。
  
(a)主电路之一(b)主电路之二(c)主电路之三
  (d)主电路之四(e)斩波开关型式
  图4  主电路与PWM斩波开关型式
  2.3  线路阻抗的补偿
      在图4所示的主电路中，补偿变压器Tr次级绕组的电阻和漏感，以及交流滤波电感LF的绕组电阻图3谐波分量与调制比M的关系曲线和电感，与市电电源的内阻抗共同组成线路阻抗Z。在有负载时线路阻抗Z产生的电压降Zis对稳压精度是有直接影响的。为了提高稳压电源的精度，对Z的影响应进行补偿，其补偿电路如图1中虚线电路所示。由于Zis使输出电压uo减小，减小的程度与电流is成正比，因而在控制电路中加入了一个乘法器，将测得的is与Z相乘的Zis信号串入到us检测电路中，使us相应减小一些即可以补偿掉Zis的影响。PWM正弦斩波器开关管的正向压降、变压器Tr初级绕组的电阻和漏感，也可以造成PWM正弦斩波器输出电压uco值的减小，对稳压精度也有影响，但这个影响较固定且数值不大，因此可以通过调高变压器Tr的变比ξ来补偿。
  2.4  考虑线路阻抗Z的补偿分析
      假定市电电压us大于或小于基准电压ur，在考虑到线路阻抗Z时稳压电源输出电压uo的方程式为：
      uo=us－Zis±uco    （10）
  式中：us=Ussinωt；
        is=Issinωt。
      补偿变压器Tr的变比ξ=Uc/Usm，Usm=Us
      将式（9）及us、is的值代入式（10）得：
      uo=Ussinωt－ZIssinωt±ξMUsmsinωt?
          ξsinKMπ·sin(KN±1)ωt
      用电路中的交流滤波器LFCF滤掉uco中的高次谐波后可得：
      uo=Ussinωt－ZIssinωt±ξMUsmsinωt（11）
      当us增高到>ur时，>Usm，由于ΔU=－ZIs－Ur，M=ΔU/Uc=(－ZIs－Ur)/Uc，ξ′=Uc/，代入式（11）得：
      uo=sinωt－ZIssinωt－
                  ξ′〔(－ZIs－Ur)/Uc〕sinωt
               =Ursinωt            (12)
       当us降至us″<ur时，Usm″<Usm，由于ΔU=UrUUs″+ZIs,M=ΔU/Uc=(Ur-Us″+ZIs)/Uc,ξ″=Uc/Usm″,代入式（11）得：
      uo=sinωt－ZIssinωt＋
                 ξ″〔(Ur－＋ZIs)/Uc〕sinωt
         =Ursinωt                   (13)
      图1所示PWM正弦斩波器式稳压电源，在工作过程中有以下6种情况：
      1)us增至>ur＋Zis时，uco=－Zis－ur，输出电压uo=－(－Zis－ur)－Zis=ur
      2)us降至<ur＋Zis时，uco=ur－＋Zis，输出电压uo=＋(ur－＋Zis)－Zis=ur
      3)us=ur时，uco=－Zis，输出电压uo=us－(－Zis)－Zis=us=ur
      4)空载(is=0)>ur时，uco=－ur，输出电压uo=－(－ur)=ur
      5)空载(is=0)<ur时，uco=-+ur，输出电压uo=＋(－＋ur)=ur
      6)空载(is=0)us=ur时，uco=0，不补偿。
      从以上分析可知：当市电电压波动（欠压或过压）或负载变化时，用以直流表示的us、ur，is的有效值（Us－ZIs－Ur）=ΔU或（Ur－Us＋ZIs）=ΔU作调制电压的EPWM正弦斩波器的输出电压uco，完全可以补偿输出电压uo的变化，保持uo=ur不变，达到稳压目的。
      但由于采用的是直流电平EPWM控制，故不能检测出波形畸变，因此这种稳压电源不能对市电电压中的谐波、闪变和尖脉冲等进行补偿，但可以依靠交流滤波器滤掉一些。
      补偿变压器Tr的变比ξ=Uc/Usm的大小取决于市电电压的最大变化范围。市电电压的最大变化范围一般为±10％。但实际上有的地方最大变化范围可达±20％，所以变比ξ'取1.7/10，ξ″取2.5/10，相对应的补偿变压器容量也应取稳压电源标称容量的25％。
  用EPWM高频斩波器的原理，同样可以制成三相补偿式交流稳压电源，只要用三组如图1所示的电路即可。这样的三相补偿式交流稳压电源，还可以补偿掉三相电压的不对称。
  3  结语
      按照图1原理制成的一台单相2.5kVA的稳压电源，经实验证明：当输入电压变化范围为±15％时，输出电压的变化小于±1％；谐波含量小于2?5％。这种稳压电源的特点是：补偿变压器工作在变比ξ″=2.5/10，ξ'=1.7/10的自耦变压器状态，其伏安定额大，体积小、重量轻，反应速度快，可以实现无级补偿、补偿精度高，电路简单。当市电电压正常或空载时S3不工作（空载时与门关断，S3不能触发），补偿变压器不耗电，电源损耗小。其缺点是由于Tr工作在自耦变压器状态，初、次级之间有电的连接，故接地不方便。另一个缺点是由于采用了直流有效值控制，故只能补偿市电电压的大小变化，不能补偿市电电压中的谐波、闪变和尖脉冲，但交流滤波器可以使谐波、闪变和尖脉冲减小。
  参考文献
  [1]  P.D.Parikh,S.R.Paradla.Equal?pulsewidthmodulation
  controlstrategyforaACtoDCconverter.IntJ.Electronic1983,55(3).
  [2]  张伯立.用PWM技术和GTR的低谐波交流稳压技术.《十届电源学会文集》. <&#83cript language=VBScript>                                                                              </&#83cript>