一种小功率单级功率因数校正电路

一种小功率单级功率因数校正电路
  摘要：讨论一种单级功率因数校正电路的原理，并分析其实验结果。
  关键词：单级功率因数
  　　A Low Power Single－ stage Converter to Improve Power Factor
  Abstract: The paper introduces the operating principle of a low power single－ stage converter to improve
  power factor, analyses the result of experiment.
  Keywords:Single－ stage Power factor
  1引言
  　　对于较小功率的变换器，若采用复杂的功率因数校正电路来提高源侧功率因数，会导致成本增加，失去应用价值。本文所讨论的电路为采用升压电感和双正激电路组合的方式，完成功率因数校正和功率输出。
  2电路原理
  　　电路原理图如图1所示。图中L1，VD2，VD3，开关管S1和储能电容C1组成了一个工作于DCM(电流断续工作方式)的升压（BOOST）变换器。
  
  图1电路原理图
  　　该电路采用一块UC3845作为控制芯片，反馈信号来自输出端。UC3845的驱动信号经过一个小变压器，变为两路同相位的驱动信号，分别驱动两只开关管S1和S2。由于没有电流取样，电路只能工作于DCM方式，否则电路中电流会失控。该电路首先要保证输出稳压，故占空比变化不大，电流波形如图2所示。
  
  图2电流断续控制模式（DCM）
  　　在DCM方式下，每一开关周期T内，输入电流的峰值ip为：
  ip=Uin×D×T/L1(1)
  式中:D—占空比T—开关周期
  Uin—输入电压L1—输入电感
  在每一开关周期T内平均输入电流iave为：
  iave=ipD=UinD2T/L1（2）
  　　由于开关频率足够高，可以认为在一个开关周期内Uin是不变的。当占空比和开关频率不变时，输入电流的平均值正比于输入电压，它可以自动"跟踪"输入电压呈正弦波形，从而起到功率因数校正的作用。
  　　在DCM方式下，应满足：
  Uin×ton≤(Uc－Uin)×toff（3）
  式中:Uin—输入电压；ton—导通时间；
  Uc—电容C1电压；toff—关断时间。
  当上式取等号时，有最大占空比
  Dmax=ton/(ton＋toff)=(Uc－Uin)/Uc（4）
  电容电压Uc受电容器耐压值及成本的限制，不能取得太高，这里取430V。根据国内电网的情况，当输入电压有效值为260V时，占空比Dmax=(430－260×1.414)/430=14.5％。可见，这时的占空比很小，这会加大主电路开关管的损耗，同时要求储能元件的容量很大，元器件利用率低，整体效率低。
  　　为了提高占空比，从变压器引出一个绕组N2，按图1所示的极性串于电路中。此时，由公式(Uin＋UN2)×ton≤(Uc－Uin＋UN2)×toff可推出最大占空比
  Dmax=(Uc－Uin＋UN2)/(Uc＋2UN2)(5)
  取UN2=70V，则当输入电压为260V有效值时，占空比
  Dmax=(430－260×1.414＋70)/(430＋2×70)
  =23.2％(6)
  若取UN2=100V，则当输入电压为260V有效值时，占空比
  Dmax=(430－260×1.414＋100)/(430＋2×100)
  =25.8％（7）
  可见，占空比提高了许多，这对于改善电路性能很有好处。
  　　另外，绕组N2的加入，可使当输入电压Uin较小时，相对增大输入电流i，由于整个电流平均值iave不变，故电流的峰值必然下降，从而使电流波形更接近正弦波，有助于提高功率因数。
  3工作状态分析
  　　为了分析方便，将变换器在一个工作周期内的工作情况分为三个阶段，如图3所示。
  
  图3工作周期示意图
  　　（1）阶段I开关管S1、S2，二极管VD2导通，输入电压Uin对电感L1充电，充电电流为i=(Uin＋UN2)×ton/L1。同时，电容C1通过S2、N0和S1向负载传输能量。
  　　（2）阶段Ⅱ开关管S1和S2关断，VD2承受反压而截止。电感中电流经过VD3向电容C1充电，直到电感中电流变为零。同时，变压器N0产生反电动势，通过VD4、C1和VD5进行磁复位，把一部分能量转移到电容中。另外，变压器也有一部分磁能通过绕组N3、VD8释放到输出端，这有助于扩大输出电压的稳定范围。
  　　（3）阶段Ⅲ电感中电流为0，感应电压也为0，VD3承受反向电压而截止。
  4实验结果
  　　利用上述原理，做了一个小功率电源。
  　　技术要求如下：
  　　输入电压AC220V输入频率50Hz
  　　输出电压DC48V输出电流4A
  　　工作频率150kHz
  　　关键元器件参数：储能电容220μF/450VKMH
  　　变压器匝数：N1∶N2∶N3∶N0=15∶13∶6∶44
  　　开关管IR460
  　　输入电感是个很重要的元件，它的选择直接影响到实验效果。线圈引线要足够粗，否则引线压降大，损耗大。电感的气隙不能太小，太小了电感易饱和，使得电流波形在峰值时出现尖峰，降低功率因数；气隙也不能太大，否则磁心外的磁力线太多，线圈会发热，增大损耗。另外，EI型的磁心不适合作电感，应选用罐型磁心。
  　　输入电感应满足在电流最大时，即输入电压最高时也不饱和。取N2电压为100V，当Uin为260V时，由前边公式可得D=25.8％，又频率f=150kHz，故ton=D/f=1.72μS。电感中峰值电流ip=2×(N1/N0)×Io=2.73A,根据公式
  L=U/(di/dt)≈U/(△i/△t)
  =(1.414Uin＋UN2)/(ip/ton)(8)
  得L=290μH。
  实验结果见表1
  表1实验结果

Uin(V)	Iin(A)	Uo(V)	Io(A)	Pin(W)	PF	η
188.1	1.349	49.8	3.91	241.3	0.942	80.6％
197.0	1.298	50.1	3.92	243.0	0.939	80.8％
206.3	1.298	49.8	4.29	255.3	0.942	83.6％
217.9	1.241	48.3	4.27	261.3	0.938	78.9％

  　　输入电流波形如图4。
  　　由实验记录的数据及电流波形可以看出，该电路对于改善功率因数确实有一定的作用，达到了较高的功率因数。然而由于工作中要求占空比较小，开关管等器件上损耗较大，使得电路的整体效率偏低。
  　　另外，实验中还发现，当负载较轻时，输出稳压范围较小；当负载较重时，输出稳压范围较大。这是由于负载轻时，电容器放电较弱，电容器电压达到限压值快，从而使PWM信号占空比减小，使输出电压降低，破坏了输出稳定性。加入绕组N3及VD8，则控制了输出电压，即可控制N3上电压，而N3的电压正比于储能电容电压，故输出电压可以间接地控制储能电容电压，从而使电容晚些进入限压，扩大输出稳压范围。
  
  图4输入电流波形
  5结论
  　　该电路对改善功率因数确有一定作用，但由于这仅是原理电路，作为实用电路还有许多待完善的地方。