TEA1520系列单片开关电源的应用电路及设计要点

1  简易型开关电源
       由TEA1520系列构成的简易型开关电源电路如图1所示。
   
   图1由TEA1520系列构成简易型开关电源的电路
       为防止刚上电时输入滤波电容的充电电流过大，在交流电源输入端串联了一只负温度系数的热敏电阻R1（NTC）。BR为整流桥。由C1、L和C2构成π型滤波器。交流电源电压u经过整流滤波后获得直流高压UI，给高频变压器一次侧供电。由VDZ和VD1构成的钳位保护电路，可将漏感产生的尖峰电压衰减到安全范围内，避免损坏芯片。二次绕组电压通过VD3、C5整流滤波后，获得输出电压UO。反馈绕组电压UF分成两路：第一路经过VD2、R2、C3整流滤波后，给TEA1520提供电源电压UCC，再经过R3、R4分压后得到反馈电压UREG，加至TEA1520的脚4；另一路则通过退磁电阻RAUX接脚5。R5和C4分别为振荡电阻、振荡电容。RI是过流检测电阻，利用过流保护电路可限制漏极电流不超过极限值。C6为安全电容。
   2  精密开关电源
       由TEA1522T构成的3W精密开关电源电路如图2所示。当配80～276V交流电源时，最大输出功率可达7W。与图1所示电路相比主要有以下区别：
   
   图2  由TEA1522T构成的3W精密开关电源电路
       1）电路中增加了由可调式并联稳压器（TL431）和光耦合器（SFH6106－2）组成的光耦反馈式电路；
       2）输出级采用两级滤波器，第一级滤波器由C3构成，第二级滤波器由L2、C4构成，亦称后置滤波器，可进一步滤除纹波电压；
       3）在UCC-REG端之间并联一只反向击穿电压为22V的1N6008B型稳压管，一旦UCC>22V，可起到钳位保护作用。
       一次侧的钳位保护电路由VDZ1和VD1所组成。其中，VDZ1为BZD27－C160型瞬态电压抑制器，可直接用P6KE160或者P6KE200来代替。阻塞二极管VD1实选BYD37J型600V／1.5A快恢复二极管，亦可选UF4005型600V／1A的超快恢复二极管，VD3采用STPS340U型400V／3A的肖特基二极管。SFH6106－2型光耦合器亦可用PC817A来代替。高频变压器采用EE13型磁芯，一次绕组匝数NP=134匝，其电感量LP=1.8mH。二次绕组匝数NS=8匝，反馈绕组匝数NF=22匝。
       该电源具有良好的稳压性能。举例说明，当UO降低时，经过R5、R6分压后得到取样电压，与TL431内部的2.50V基准电压进行比较之后，使K点电位升高，LED的工作电流减小，再通过光耦合器使UREG升高，令TEA1522T的输出占空比增大，迫使UO升高，恢复到稳定值，从而达到了稳压的目的。RI为过流检测电阻，RAUX为退磁电阻。R7和R8是LED的限流电阻。R7还与C8构成滤波器，可滤除高频干扰。C7可适当降低误差放大器在高频端的增益，防止出现自激振荡。R9和C10用以改善误差放大器的瞬态响应。C11为安全电容，能够滤除由一次、二次绕组间分布电容产生的噪声电压。
       当u=75～275V时，实测空载时的待机功耗（PD）与电源电压（u）的关系曲线如图3所示。由图3可见，PD最大不超过63mW，远低于100mW，这是TEA1520系列产品的一大特点。开关电源输出功率（PO）与开关频率（f）的关系曲线如图4所示，不难看出，在小功率输出时，开关频率随着输出功率的减小而迅速降低，这是此系列产品的另一显着特点。
   
   图3  待机功耗与电源电压的关系曲线
   
   图4  输出功率与开关频率的关系曲线
   3  设计要点
       下面介绍TEA1520系列单片开关电源的设计要点。需要指出，设计TEA1520系列时所用的公式与TOPSwitch－Ⅱ系列有所不同，原因之一是这两种芯片的特性存在差异，原因之二是在设计方法上二者有一定区别。下面以3W精密开关电源为例，介绍TEA1520系列的设计要点。
   3.1  开关频率
       通过选择振荡电阻与振荡电容值，即可设定开关频率，允许范围是20kHz～200kHz。取R2=7.5kΩ、C5=330pF时，开关频率f≈115kHz，可近似视为100kHz。振荡电容容量的允许范围是220～1000pF，不得小于220pF，否则电路可能不起振。如取C5=100pF时，欲设计f=200kHz，开关电源就无法正常工作。
   3.2  高频变压器的设计
       1）一次绕组的电感量LP
       计算LP的公式为
           LP=    （1）
   式中：IP为一次绕组的峰值电流。
       2）磁芯的选择
       所选用的磁芯应能满足存储最大能量并留有一定气隙宽度的要求。但二者之间也存在着矛盾，尽管增大气隙宽度可以存储更多的能量，但泄漏电感也会随之增大，因此应做综合考虑。高频变压器所存储的最大能量（EM）由下式确定：
         EM=10－6IP2LP      （2）
   式中：IP、LP的单位分别取mA、mH，EM的单位是mJ。
       计算每边留出气隙宽度的公式为
          δ=       （3）
   式中：δ为磁芯每边留出的气隙宽度（单位是mm），一般取0.1～0.3mm；
         SJ为磁芯有效截面积（单位是mm2）；
          BM为最大磁通密度（单位是mT），一般可取275mT，这样在工作时不会进入磁饱和状态。
   有关高频变压器磁芯的选择，可参阅表1。磁芯型号中的三组数字，分别表示磁芯的长度、宽度和厚度（单位是mm）。所选择的磁芯应符合下述条件
         EM（δ1）≤EM≤EM（δ2）      （4）
   表1 磁芯的选择

所存储的最大容量EM/mJ		磁芯的型号	有效截面积SJ/mm2
δ1=0.1mm	δ2=0.3mm
0.10	0.23	E13/7/4	12.40
0.13	0.33	E16/12/5	19.40
0.14	0.34	E16/8/5	20.10
0.15	0.35	E13/6/6	20.20
0.20	0.45	E19/8/5	22.60
0.21	0.50	E20/10/5	31.20
0.27	0.62	E20/10/6	32.00
0.33	0.78	E25/9/6	38.40
0.38	0.88	E19/8/9	41.30
0.45	1.00	E25/13/7	52.00
0.64	1.40	E30/15/7	60.00
0.74	1.80	E31/13/9	83.20
0.74	1.80	E32/16/9	83.00
0.74	1.80	E34/14/9	80.70

       举例说明，现采用E13／7／4型磁芯，查表1可知SJ=12.40mm2。已知LP=1.8mH，BM=275mT，令IP=330mA，分别代入式（2）和式（3），计算出
   
         EM=10－6IP2LP=10－6×3302×1.8=0.19mJ
            δ= = =0.11mm
   查表1可知，EM（δ1）=0.10mJ，EM（δ2）=0.23mJ，而算出的EM=0.19mJ，恰好在0.10～0.23mJ之间，满足式（4）的规定条件，由此证明所选磁芯是合适的。为便于加工，实际气隙宽度可取整数值0.1mm。
       3）一次绕组匝数NP计算公式为
           NP=      （5）
   根据计算结果找出一个最接近于NP值的整数值，作为一次绕组的实际匝数。将δ=0.1mm，BM=275mT，IP=330mA，代入式（5）中，得到NP=133.2匝≈134匝。
       4）二次绕组匝数NS
       按下式计算NS并取整数值
           NS= ·NP     （6）
   式中，UF3为输出整流管的正向压降。实取UO=5V，UF3=0.4V（采用肖特基二极管），n=17，NP=134匝，代入式（6）中求出NS=8.5匝，取整数值8匝。
       5）反馈绕组匝数NF
       当电源电压UCC确定后，可按下式计算NF值
            NF= ·NS   （7）
   将UCC=15V，UO=5V，UF2=0.7V代入式（7）中求得，NF=22.04匝，取整数值22匝。
   3.3  计算过流检测电阻RI
       过流检测电阻用来限定IP值，亦即MOSFET的最大漏极电流ID(max)。RI上最大压降的典型值为URI=0.5V。RI的阻值可用下式求出
          RI≤ =        （8）
       当IP=330mA时，由式（8）计算出RI=1.5Ω。其最大功耗P=IPURI=0.165W，实选0.5W的电阻。
   3.4  计算退磁电阻RAUX
       计算退磁电阻的公式为
         RAUX=0.7nUO     （9）
   式（9）中电阻的单位是kΩ。取UO=5V，n=NP／NS=134/8=16.75≈17，将nUO=85V代入式（9）中不难算出，RAUX=60kΩ。图2中实取75kΩ。
   3.5  确定电源电压UCC
       TEA1520系列的电源电压典型值约为13V，实际可取20V以下。计算公式为
          UCC= ·(UO＋UF2)－UF2    （10）
   式中的UF2代表反馈电路中整流管VD2的正向压降。将NF=22匝，NS=8匝，UO=5V，UF2=0.7V一并代入式（10）中，得到UCC=15V。